射频偏置电路 射频偏置电路原理图
本篇文章主要给网友们分享射频偏置电路的知识，其中更加会对射频偏置电路原理图进行更多的解释，如果能碰巧解决你现在面临的问题，记得关注本站！
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2021-06-03 RF
S11或者S22小于1是稳定射频偏置电路的前提.
k = {1- |S11| 2 - |S22| 2 + |S11 S22 - S12 S21| 2} / {2 |S12S21|} 和
b = 1+ |S11| 2 - |S22| 2 - |S11 S22 - S12 S21| **2
无条件稳定的充要条件是:K1, b0
两种办法射频偏置电路：
1.仿真一下稳定系数mu值，如果在全频带都大于1，就稳定了。这种办法比仿真稳定系数k和delta简单，只要mu大于1就稳定。
2.如果反射系数接近0或者大于0(dB),看对应频段的dB（S21)值，如果S21很小甚至低于0，那么这个电路一般来说也是没问题的。
LNA偏置要求，偏置电路要考虑元件降额要求
[ ]
屏蔽腔体做电磁仿真，防止自激
输入匹配设计时，考虑噪声和回波损耗，可设计成平衡式放大器
运放电路，幅值裕度大于0，相位裕度小于45度
相位裕量是指 运算放大器开环增益为0dB时的相位与180 ° 的差值。 如果系统的环路增益大于等于0dB且相移超过180 °时,闭环的放大电路就会不稳定产生振荡
射级跟随器特点- 将交流电流放大，以提高整个放大电路的带负载能力。实际电路中，一般用作输出级或隔离级。其特点为输入阻抗高，输出阻抗低
影响下行调制谱指标的因素
1小信号通道噪声系数
2发射通道的非线性
3本振噪声
4功放底噪
-----小信号放大器-------
当信号电平足够小时，它不会改变有源器件的参数以引起失真，这导致放大器的输入和输出之间的线性关系。
当条件满足线性近似的要求时，可以使用双端口参数和网络方法来分析放大器。这种放大器的类型称为小信号放大器。小信号放大器的效率并不重要。这种类型的放大器的设计通常会使用复共轭匹配的方法来设计匹配电路。
---AISG电路 电调天线---
1 RE 与ALD为 OOK与RS485两种通信方式，对应为同轴线和多芯线
2 作用为给ALD提供电源，同时实现调制和解调
3需要过流检测电路
10dB信号，30dB信噪比，经过20dB放大器，输出总噪声为3dBm，则噪声系数为？
电壁(满足理想导体边界条件的的曲面）:的电场强度为法向分量
礠壁(简称M.W.，指的是满足理想磁体（miu=infinite）边界条件的的曲面):
平衡式放大器与单端放大器区别：
平衡式放大器: 能提高线性度，改善驻波性能。(理论上噪声系数是0，驻波是1)
原理： 并联2个同样的放大电路加两个电桥来实现，第一个电桥把射频信号分为两路相位差90度的信号，经过放大后再分别经过电桥，电桥其中一路输出相位相同，所以等于合路器，另外一路是相位相反，所以功率抵消，以50欧姆接地。 (镜频抑制混频器，也是大概这个架构)
1.改善驻波，射频信号经过90°电桥后分别到放大器输入端，此时信号反射，再经过电桥，RF输入端反射信号相位差180，相互抵消，反射信号叠加的端口落到输入端的50欧姆负载上，同理输入驻波是加在输入端的50欧姆负载。
2.线性度，由于输入信号经过点桥那么降低3DB，等于系统功率回退3DB，如果输入信号增加3DB，那么放大器产生的非线性产物还是原来的幅度，经过电桥功分然后叠加，还是原来的幅度，所以线性度改善3DB。这个只能说是回退的程度，对于不同阶的线性产物，幅度就是3DB的倍数了。
二次变换的零中频调制器：本振泄露
smitch图上走一圈是 半个波长
放大器自激测量方法：
用万用表量一下直流偏置，看看各个管脚的电压是否跟设计的一致，如果偏置变化较大，可能是自激
信噪比：
ADC量化噪声在fs/2内为白噪声，信号频率等于fs/2条件下，即乃奎斯特采样，此时SNR=6.02N+1.76。
当信号频率小于fs/2时，量化噪声仍然在fs/2平均分布，但是所关注的"有用"信号带宽内的量化噪声却小了，所以SNR就提高了。采样频率越高，量化噪声分布就越分散了，这时就变成过采样了。
灵敏度计算：
RSSI= -174+NF+10lgB+10lgSNR （NF噪声系数、B信号带宽、SNR解调信噪比）
NF噪声系数（一般取10）、B信号带宽，单位为Hz、SNR解调信噪比，单位为dB
假设解调带宽为10kHz，噪声系数取10dB，解调带宽为12dB，则可以算得接收机灵敏度为-112dBm
电视信号放大器的单路 双路什么意思
电视终端的信号应在64—72db之间。若你家电视信号不好，一般是不能加放大器的，因为输入的信号太低的话，通过放大器放大的信号的信噪比太低（放大器会把信号和噪声一同放大），电视的雪花会更大。若输入的信号不平的话，就更不能加放大器了，信号通过放大器后会产生交调干扰，电视更无法收看。只有一种情况可以加放大器，就是信号电平不是很低且各个频道间的电平相差不大。不过可以试试，若加了放大器一般要使用专门的仪器来测量信号电平的，若没有仪器只好试着来了，但要买输入可调节的那种，放大器的增益有20db就可以了。赶快试试吧，祝你成功
如何为射频电路选择适合的电感(2)
如何为射频电路选择适合的电感 [篇2]
RF电感的用途
大部分电子器件都含有RF 电感。“为了跟踪动物，在我们家养动物的皮肤中植入的玻璃管内部都含有一个电感”，普莱默公司的一位研发工程师Maria del Mar Villarrubia说，“每次启动汽车的时候两个电感之间都会产生无线通信，一个在汽车内部，另一个在钥匙内部。”不过，正如这种元件的无所不在一样，RF电感也有着非常具体的用途。在谐振电路中，这些元件通常与电容结合使用，以便选择特定的频率（如振荡电路、压控振荡器等）。
RF 电感也可以用于阻抗匹配应用，以便实现数据传输线的阻抗平衡。这是为了确保IC间高效的数据传输所必需的。作为RF扼流圈使用时，电感串联在电路中，起到RF滤波器的作用。简单来说，RF扼流圈是个低通滤波器，它会给较高的频率造成衰减，而较低的频率则畅通无阻。
Q值是什么
在讨论电感性能时，Q值是最重要的衡量指标。Q值是一种衡量电感性能的指标，它是一个无量纲的参数，用于比较振荡频率和能量损耗速率。Murata公司的高级产品经理DerylJ. Kimbro说：“Q值越高，电感的性能就越接近于理想的无损电感。也就是说，它在谐振电路中的选择性更好。”高Q值的另一个好处是损耗低，也就是说电感消耗的能量少。低Q值会造成带宽较宽，而且在振荡频率处及其附近的谐振幅度较低。
电感值
除了Q因子以外，电感的真正的量度当然是它的电感值。对于音频和电源应用而言，电感取值通常是数亨利，而较高频率应用通常需要小得多的电感，通常在毫亨或微亨范围内。电感值取决于几个因素，其中包括结构、铁芯尺寸、铁芯材料以及实际的线圈匝数。电感既有电感值固定的.，也有电感值可调的。
其他规格
电感值并不是唯一重要的取值。直流电阻、电流以及自谐振频率（SRF）是RF 电感的数据单中所提供的一些更加有用的规格。del Mar Villarrubia说：“根据应用场合的不同，每种特性都可能是需要重点考虑的因素并决定其他特性。例如，如果元件将用在轮胎压力监测系统中，那么电感在很宽的温度范围内的稳定性是很重要的，而这种要求将会确定磁芯的选择。”
额定电流
在选择电感时，工作电流应该低于说明书中的额定电流。如果工作电流超过额定电流，就可能会损坏产品。
直流电阻（DCR）
Kimbro称，直流电阻（DCR）与额定电流有很大的关联。以线圈电阻为基准，直流电阻等于电感的损耗。如果绕线的直径增加，那么直流电阻会减小，而额定电流会增加。
较大的绕线直径降低了损耗并改善了电流处理能力。Vishay 公司电感部门的产品市场经理Doug Lillie说：“直流电阻会限制在不过热或不发生饱和（感应系数急剧降低）的情况下器件可以传输的直流电流。”
自谐振频率（SRF）
电感中的每一匝绕线都可以看成一块电容器极板，匝与匝之间以及线圈与铁芯之间电容的总体效果可以用与电感并联的单个电容来表示，称为分布电容（Cd）。这种并联结构的谐振频率就称为自谐振频率（SRF）。Lillie说：“在此频率，电感看起来像带有阻抗的纯电阻。如果频率超过自谐振频率，这种并联结构的容抗将成为主要因素。” 叠层片式电感
叠层片式电感是使用陶瓷材料结构通过集成工艺制成的。陶瓷材料结构可以在高频处提供很好的性能，而叠层片式工艺可以提供各种各样的电感值。叠层片式器件的电感值范围要比薄膜或空芯线圈类的电感广，但是比不上线绕式元件的电感取值范围或额定电流。叠层片式技术因其很好的电特性，特别是其低廉的成本，而越来越流行。 薄膜电感
薄膜电感是使用光刻工艺生产的，这种工艺可以在陶瓷基底上生产出非常精确的线圈模式，从而满足苛刻的电感公差。陶瓷基板使得这些电感成为RF应用的理想元件。但是，薄膜电感能传输的电流较小，而且电感值范围有限。
线绕式电感
线绕式电感通常用于低频应用之中。线绕式电感是将铜线绕在陶瓷（氧化铝）磁芯上制成的。因其结构和材料的原因，线绕式电感可以提供很好的电特性。水平绕线结构使得公差很小而杂散电容很小，而铜线使得直流电阻很小，从而增加了品质因子性能以及额定电流。
锥形电感
锥形电感是面向宽带和高频应用的，它的结构可以展宽线圈的带宽。锥形电感的实际尺寸较小，通常是用细线绕成的，因此杂散电容较小。在超宽带Bias-T 器件中，锥形电感同时提供了直流偏置提取或注入路径，它可以将电源与有源器件隔离。
磁芯的选择
高频器件通常使用空心或惰性（也就是陶瓷）磁芯。它们提供了比磁性铁芯更好的热性能，但是其电感取值有限。中频器件通常采用铁芯。铁芯不会饱和，但是无法提供铁氧体磁芯那样的大电感值。低频器件通常使用铁氧体磁芯。应该尽可能地避免使用铁氧体磁芯，因为它们会在较小的Idc值处饱和，而且会受温度的影响（△L/△T）。厂商们也在开发和使用更新的铁氧体，如无定形和纳米晶体材料
这个电路图各部分元件作用及原理 急急
给你你想知道的，不知道全不全，满意不？
收发器
CC2430的接收器是基于低-中频结构之上的，从天线接收的RF信号经低噪声放大器放大并经下变频变为2MHz的中频信号。中频信号经滤波、放大，在通过A/D转换器变为数字信号。自动增益控制，信道过滤，解调在数字域完成以获得高精确度及空间利用率。集成的模拟通道滤波器可以使工作在2.4GHz ISM波段的不同系统良好的共存。
在发射模式下，位映射和调制是根据IEEE 802.15.4的规范来完成的。调制(和扩频)通过数字方式完成。被调制的基带信号经过D/A转换器再由单边带调制器进行低通滤波和直接上变频变为射频信号。最终，高频信号经过片内功率放大器放大以达到可设计的水平。
射频的输入输出端口是独立的，他们分享两个普通的PIN引脚。CC2430不需要外部TX/RX开关，其开关已集成在芯片内部。芯片至天线之间电路的构架是由平衡/非平衡器与少量低价电容与电感所组成。可替代的，一个平衡式天线，如对折式偶极天线也是可以实现上述功能的。集成在内部的频率合成器可去除对环路滤波器和外部被动式压控振荡器的需要。晶片内置的偏压可变电容压控振荡器工作在一倍本地振荡频率范围，另搭配了二分频电路，以提供四相本地振荡信号给上、下变频综合混频器使用。
编辑本段主要特点
CC2430 芯片延用了以往CC2420 芯片的架构，在单个芯片上整合了ZigBee 射频(RF)
前端、内存和微控制器。它使用1 个8 位MCU（8051），具有128 KB 可编程闪存和8 KB
的RAM，还包含模拟数字转换器(ADC)、几个定时器（Timer）、AES128 协同处理器、看门
狗定时器（Watchdog timer）、32 kHz 晶振的休眠模式定时器、上电复位电路(Power On
Reset)、掉电检测电路(Brown out detection)，以及21 个可编程I/O 引脚。
CC2430 芯片采用0.18 μm CMOS 工艺生产；在接收和发射模式下，电流损耗分别低
于27 mA 或25 mA。CC2430 的休眠模式和转换到主动模式的超短时间的特性，特别适合那
些要求电池寿命非常长的应用。
◆ 高性能和低功耗的8051 微控制器核。
◆ 集成符合IEEE802.15.4 标准的2.4 GHz 的 RF 无线电收发机。
◆ 优良的无线接收灵敏度和强大的抗干扰性。
◆ 在休眠模式时仅0.9 μA 的流耗，外部的中断或RTC 能唤醒系统;在待机模式时少
于0.6 μA 的流耗，外部的中断能唤醒系统。
◆ 硬件支持CSMA/CA 功能。
◆ 较宽的电压范围（2.0～3.6 V）。
◆ 数字化的RSSI/LQI 支持和强大的DMA 功能。
◆ 具有电池监测和温度感测功能。
◆ 集成了14 位模数转换的ADC。
◆ 集成 AES 安全协处理器。
◆ 带有 2 个强大的支持几组协议的USART，以及1 个符合IEEE 802.15.4 规范的MAC
计时器，1 个常规的16 位计时器和2 个8 位计时器。
◆ 强大和灵活的开发工具。
编辑本段引脚功能
CC2430 芯片采用7 mm×7mm QLP封装,共有48 个引脚。全部引脚可分为I/O 端口线
引脚、电源线引脚和控制线引脚三类。
编辑本段端口线
CC2430 有21 个可编程的I/O 口引脚，P0、P1 口是完全的8 位口，P2 口只有5 个可使
用的位。通过软件设定一组SFR 寄存器的位和字节，可使这些引脚作为通常的I/O 口或作
为连接ADC、计时器或USART 部件的外围设备I/O 口使用。
I/O 口有下面的关键特性：
◆ 可设置为通常的I/O 口，也可设置为外围I/O 口使用。
◆ 在输入时有上拉和下拉能力。
◆ 全部 21 个数字I/O 口引脚都具有响应外部的中断能力。如果需要外部设备，可对I/O
口引脚产生中断，同时外部的中断事件也能被用来唤醒休眠模式。
1～6 脚（P1_2～ P1_7）： 具有 4 mA 输出驱动能力。
8，9 脚（P1_0，P1_1）： 具有 20 mA 的驱动能力。
11～18 脚（P0_0 ～P0_7）： 具有 4 mA 输出驱动能力。
43，44，45，46，48 脚（P2_4，P2_3，P2_2，P2_1，P2_0）：具有4 mA 输出驱动能力。
编辑本段电源线
7 脚（DVDD）： 为 I/O 提供2.0～3.6 V 工作电压。
20 脚（AVDD_SOC）： 为模拟电路连接2.0～3.6 V 的电压。
23 脚（AVDD_RREG）： 为模拟电路连接2.0～3.6 V 的电压。
24 脚（RREG_OUT）： 为 25，27～31，35～40引脚端口提供1.8 V 的稳定电压。
25 脚 (AVDD_IF1 )： 为接收器波段滤波器、模拟测试模块和VGA 的第一部分电路提
供1.8 V 电压。
27 脚（AVDD_CHP）： 为环状滤波器的第一部分电路和充电泵提供1.8 V 电压。
28 脚（VCO_GUARD）： VCO 屏蔽电路的报警连接端口。
29 脚（AVDD_VCO）: 为VCO 和PLL 环滤波器最后部分电路提供1.8 V 电压。
30 脚（AVDD_PRE）: 为预定标器、Div 2 和LO 缓冲器提供1.8 V 的电压。
31 脚（AVDD_RF1）: 为LNA、前置偏置电路和PA 提供1.8 V 的电压。
33 脚（TXRX_SWITCH）: 为PA 提供调整电压。
35 脚（AVDD_SW）: 为LNA/PA 交换电路提供1.8 V 电压。
36 脚（AVDD_RF2）: 为接收和发射混频器提供1.8 V 电压。
37 脚（AVDD_IF2）: 为低通滤波器和VGA 的最后部分电路提供1.8 V 电压。
38 脚（AVDD_ADC）: 为ADC 和DAC 的模拟电路部分提供1.8 V 电压。
39 脚（DVDD_ADC）: 为ADC 的数字电路部分提供1.8 V 电压。
40 脚（AVDD_DGUARD）: 为隔离数字噪声电路连接电压。
41 脚（AVDD_DREG）: 向电压调节器核心提供2.0～3.6 V 电压。
42 脚（DCOUPL）: 提供1.8 V 的去耦电压，此电压不为外电路所使用。
47 脚（DVDD）: 为I/O 端口提供2.0～3.6 V 的电压。
2.3 控制线引脚功能
10 脚（RESET_N）: 复位引脚，低电平有效。
19 脚（XOSC_Q2）: 32 MHz 的晶振引脚2。
21 脚（XOSC_Q1）: 32 MHz 的晶振引脚1，或外部时钟输入引脚。
22 脚（RBIAS1）: 为参考电流提供精确的偏置电阻。
26 脚（RBIAS2）: 提供精确电阻，43 kΩ，±1%。
32 脚（RF_P）: 在RX 期间向LNA 输入正向射频信号；在TX 期间接收来自PA 的输
入正向射频信号。
34 脚（RF_N）: 在RX 期间向LNA 输入负向射频信号；在TX 期间接收来自PA 的输
入负向射频信号。
43 脚 (P2_4/XOSC_Q2): 32.768 kHz XOSC 的2.3 端口。
44 脚 (P2_4/XOSC_Q1): 32.768 kHz XOSC 的2.4 端口。
低噪放设计
从天线接收的微弱信号由处于射频接收机前端的放大器进行放大，因此要求该放大器具有一定的增益和较小的噪声系数。 本文借助Agilent公司的射频电路设计软件ADS(Advanced Design System)进行辅助设计一款高增益低噪声放大器(LNA)，并对其进行了仿真验证。1 射频放大器的组成 单级射频放大器的组成如图1所示，包括射频晶体管放大电路和输入、输出匹配网络三部分。2 射频放大器的设计2．1 晶体管的选择 选择好晶体管器件对低噪声放大器的设计至关重要。 根据工作频率、增益和噪声系数等指标要求，同时考虑到设计、仿真时便于得到相应的元器件模型，最终选用Avago公司的高电子迁移率晶体管(E-PHEMT)ATF-58143来进行设计(可以在Avago公司的网站上下载到ATF-58143的元件模型)。2．2 偏置电路的设计 设计LNA首先需要确定静态工作点，利用ADS中的“DC_FET_T”的模板可以很方便地仿真出其输出特性曲线。再参考ATF-58143的datash eet，可以确定当Vds=3 V，Ids=35 mA时，各项设计指标满足要求。 确定静态工作点后，就要确定偏置电路的形式和参数。不需人工计算，借助ADS中的设计向导工具(DesignGuide→Amplifier→Tools→ Transistor Bias Utility)可以轻易完成。因为ADS所提供的元件数值是非标称的，所以需要设计者用与ADS提供的数值接近的标称元件进行替代。偏置电路及各点静态参数如图2所示。2．3 稳定性分析及改善 晶体管绝对稳定的条件是K1，|△|1。其中： 如果这两个条件不能同时得到满足，电路将存在潜在的不稳定和振荡的可能。对上述偏置条件下的晶体管进行稳定性仿真分析发现，在要求的工作频段内其稳定系数K1，不满足绝对稳定的条件。 通过引入负反馈的方式可以改善电路的稳定性，同时也能够拓展工作带宽。在输出端和输入端之间串联RC电路引入负反馈，其中的R需要满足条件： 同时在两个源极加上小的电感引入负反馈进一步改善稳定性，该电感的值需反复调节后方能确定。 对引入负反馈后的电路再次仿真，其工作频带内稳定系数K1，满足绝对稳定条件。2．4 最小噪声系数的输入匹配电路设计，最大增益的输出匹配电路设计 如果输入匹配电路和输出匹配电路使射频器件的输入阻抗Zin和输出阻抗Zout都转换到标准系统阻抗Zo，即Zin=Zo，Zout=Zo(或，如图1所示)就可使器件的传输增益最高。但输入、输出匹配时，噪声并非最佳。当ΓS=Γopt时，可以得最小的噪声系数。 利用ADS可以很方便地绘制出等功率增益圆和等噪声系数圆，如图3所示。从图中可以看出，如果从m2点匹配到标准系统阻抗，将可以使电路获得最大的增益；如果从m3点匹配到标准系统阻抗，将可获得最小的噪声系数。显然最大增益和最小噪声系数不可同时得到。对于低噪声放大器，首要的是考虑最小噪声系数，因此对m3点进行匹配。借用ADS的自带工具“Smith Chart Utility Tool”进行，只要在其中设置好频率、源阻抗和目标阻抗值，就可以设计出所需要的输入匹配电路。 在输入端匹配完成以后，在原理图中加入阻抗测量控件测出输出阻抗，再次使用“Smith Chart Utility Tool”将输出阻抗匹配到标准系统阻抗，就可得到最大增益的输出匹配电路。 当输出端的匹配完成后，因为改变了从输入端向里看的等效阻抗Zin，输入端的回波损耗会变差。为此，可以采用优化控件对输入端和输出端的匹配电路进行同时的优化改进，也可以使用Tunig工具进行调节。2．5 最终电路及仿真结果分析 匹配及优化后的电路如图4所示，电路中各元件的作用分别是：C6、L6是输入匹配电路；C7、L7是输出匹配电路；L1、L5、C3、R5是反馈元件；L3、L4是扼流电感；C4、C5是隔直耦合电容；C1、C2是旁路电容。 需要说明的是，反馈电感L1、L5和匹配电路中的元件C6、L6、C7、L7等因为数值较小，在工程中常用微带线来代替。 仿真结果如图5所示。其工作带宽达500 MHz，中心频率处增益接近20 dB，输入输出反射损耗小于-10 dB，噪声系数小于0．5 dB，稳定系数大于1。如果断开反馈电路后再次仿真，会发现增益有所加大，但稳定系数将小于1，放大电路将不能正常工作。3 结论 通过射频低噪声放大器的设计与仿真，可以看到使用ADS辅助设计电路，理论计算简单，设计过程快速，参数修改容易，验证方便，缩短了设计周期，提高了设计精度，在工程中具有实用价值。
By a weak signal from the antenna in the rf receiver front-end amplifier amplification, therefore asked the amplifier gain and low noise factor.
In this paper, with the aid of Agilent ADS of rf circuit Design software (Advanced Design System) for aided Design a high gain and low noise amplifier (LNA), and the simulation verification.
1 the composition of the rf amplifier
Single stage composed of rf amplifier is shown in figure 1, including rf transistor amplifier circuit and the input and output matching network of three parts.
2 the design of the rf amplifier
2.1 the choice of the transistor
Good selection transistor components for the design of the low noise amplifier is very important.
According to the working frequency, gain and noise figure index requirements, at the same time when considering the design, the simulation is easy to get the corresponding components model, finally choose Avago company of high electron mobility transistor (PHEMT) E ATF - 58143 for design (can be downloaded on Avago company web site to the ATF components model - 58143).
2.2 the design of the bias circuit
Designing LNA first need to determine the static working point, the use of ADS "DC_FET_T" templates can be easily in the simulation of the output characteristic curve. Reference ATF - 58143 again datash eet, can be determined when the Vds = 3 V, Ids = 35 mA, the design indexes meet the requirements.
After determine the static working point, shall determine the form and the parameters of bias circuit. Do not need artificial calculation, with the aid of ADS in the design wizard tool (DesignGuide - Amplifier - Tools - Transistor Bias, the Utility) can be done easily. Because the ADS provided by the component values are nominal, so designers need to use with the ADS provide alternative values close to the nominal elements. Bias circuit and some static parameters as shown in figure 2.
2.3 stability analysis and improvement
Transistor is K 1, the absolute and stability of the | delta | 1. Among them:
If the two conditions cannot be satisfied at the same time, there will be potential instability and oscillatory circuit. Transistor of the bias conditions stability simulation analysis found that the stability coefficient within the required working frequency band K 1, can not meet the needs of absolute stability conditions.
By introducing feedback on ways to improve the stability of the circuit, but also can extend working bandwidth. Between the output and the input series RC circuit is introduced into feedback, of which R need to meet the conditions:
In both the source and small inductance is introduced into feedback to further improve the stability, the value of the inductance to repeatedly adjust the rear can be determined.
Introduction of negative feedback circuit simulation again, within its working frequency stability factor K 1, meet the absolute stability condition.
2.4 minimum noise factor input matching circuit is designed, the biggest gain of the output matching circuit design
If the input matching circuit and the output matching circuit of rf devices Zin the input impedance and output impedance Zout impedance Zo are transformed to the standard system, namely the Zin = Zo, Zout = Zo (or, as shown in figure 1) to make a device transport the highest gain. But when input and output matching, noise is not the best. When Γ S = Γ opt, could get the minimum noise figure.
ADS can be easily draw power gain and noise coefficient, as shown in figure 3. Can be seen from the diagram, if from m2 point impedance matching to the standard system, will be able to make the circuit gain maximum gain; If impedance matching to the standard system, from the m3 point will be minimal noise coefficient can be obtained. Obviously the biggest gain and the minimum noise figure cannot get at the same time. For low noise amplifier, the first is to consider the minimum noise figure, and so on m3 point matching. Use ADS bring tools "Smith Chart the Utility Tool", in which as long as the set frequency, source impedance and the target impedance value, can the input matching circuit design need.
In the input matching is complete, add impedance measurement control measure in principle diagram output impedance, again using "Smith Chart the Utility Tool will impedance, output impedance matching to the standard system can get the maximum gain of the output matching circuit.
When the output matching is completed, because has changed from the input to see the equivalent impedance Zin, will get poor return loss at the input. For this purpose, the optimal control can be used for the input and the output matching circuit optimization to improve at the same time, also can use Tunig tools.
2.5 the final circuit analysis and simulation results
Matched and optimized circuit as shown in figure 4, the role of each element in the circuit are respectively: C6, L6 is input matching circuit; C7, is about the output matching circuit; L1, L5, C3, R5 is feedback element; L3, L4 is choke inductance; C4, C5 is the direct coupling capacitance; C1, C2 is the bypass capacitor.
Feedback to be sure, inductance L1, L5 and matching circuit element in C6, L6, C7, about because small amounts, such as microstrip line to replace the commonly used in engineering.
The simulation results as shown in figure 5. Its working bandwidth of 500 MHz, the center frequency close to 20 dB gain, input and output return loss is less than 10 dB of noise coefficient is less than 0.5 dB, stability factor greater than 1. If disconnect again after feedback circuit simulation, will find the gain increased, but the stability coefficient will be less than 1, the amplifying circuit will not work properly.
3 conclusion
Through radio frequency low noise amplifier design and simulation, can see use ADS auxiliary circuit design, the theoretical calculation is simple, rapid design process, parameter modification easy, convenient, shorten the design cycle,
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肖特基二极管的作用
肖特基二极管的作用
肖特基二极管的作用，相信大家听到肖特基二极管会觉得很陌生，但实际上我们身边到处都应用这肖特基二极管，我们的通讯信号就是由肖特基二极管二极管传播，接下来跟大家分享肖特基二极管的作用。
肖特基二极管的作用1
肖特基二极管作用：
肖特基（Schottky）二极管，又称肖特基势垒二极管（简称 SBD），它属一种低功耗、超高速半导体器件。最显著的特点为反向恢复时间极短（可以小到几纳秒），正向导通压降仅0.4V左右。其多用作高频、低压、大电流整流二极管、续流二极管、保护二极管，也有用在微波通信等电路中作整流二极管、小信号检波二极管使用。在通信电源、变频器等中比较常见。
一个典型的应用，是在双极型晶体管 BJT 的开关电路里面，通过在 BJT 上连接 Shockley 二极管来箝位，使得晶体管在导通状态时其实处于很接近截止状态，从而提高晶体管的开关速度。这种方法是 74LS，74ALS，74AS 等典型数字 IC 的 TTL内部电路中使用的技术。
肖特基（Schottky）二极管的最大特点是正向压降 VF 比较小。在同样电流的情况下，它的正向压降要小许多。另外它的恢复时间短。
极管使用。在通信电源、变频器等中比较常见。
肖特基二极管的作用2
肖特基二极管
肖特基二极管是以其发明人肖特基博士（Schottky）命名的，SBD是肖特基势垒二极管（SchottkyBarrierDiode,缩写成SBD）的简称。SBD不是利用P型半导体与N型半导体接触形成PN结原理制作的，而是利用金属与半导体接触形成的金属－半导体结原理制作的。因此，SBD也称为金属－半导体（接触）二极管或表面势垒二极管，它是一种热载流子二极管。
肖特基二极管的作用及其接法
肖特基二极管的作用及其接法,肖特基二极管肖特基（Schottky）二极管，又称肖特基势垒二极管（简称 SBD），它属一种低功耗、超高速半导体器件。
1、肖特基二极管的作用及其接法-整流
利用肖特基二极管单向导电性，可以把方向交替变化的交流电变换成单一方向的脉冲直流电。
在电路中，电流只能从肖特基二极管的正极流入，负极流出。P区的载流子是空穴,N区的载流子是电子，在P区和N区间形成一定的位垒。外加电压使P区相对N区为正的电压时，位垒降低，位垒两侧附近产生储存载流子，能通过大电流，具有低的电压降（典型值为0.7V）,称为正向导通状态。若加相反的电压,使位垒增加，可承受高的反向电压，流过很小的反向电流（称反向漏电流），称为反向阻断状态。
肖特基二极管主要用于各种低频半波整流电路，全波整流。整流桥就是将整流管封在一个壳内了。分全桥和半桥。全桥是将连接好的桥式整流电路的四个肖特基二极管封在一起。半桥是将四个肖特基二极管桥式整流的一半封在一起，用两个半桥可组成一个桥式整流电路，一个半桥也可以组成变压器带中心抽头的全波整流电路；在整流桥的每个工作周期内，同一时间只有两个肖特基二极管进行工作，通过肖特基二极管的单向导通功能，把交流电转换成单向的直流脉动电压。
2、肖特基二极管的作用及其接法-开关
肖特基二极管在正向电压作用下电阻很小，处于导通状态，相当于一只接通的开关；在反向电压作用下，电阻很大，处于截止状态，如同一只断开的开关。利用肖特基二极管的开关特性，可以组成各种逻辑电路。由于肖特基二极管具有单向导电的特性，在正偏压下PN结导通，在导通状态下的'电阻很小，约为几十至几百欧；在反向偏压下，则呈截止状态，其电阻很大，一般硅肖特基二极管在10ΜΩ以上，锗管也有几十千欧至几百千欧。利用这一特性，肖特基二极管将在电路中起到控制电流接通或关断的作用，成为一个理想的电子开关。
最基本的开关电路如图所示，在这个电路中，肖特基二极管的两端分别通过电阻连接到Vcc和GND上，肖特基二极管处于反向偏置的状态，不会导通。通过C1点施加的交流电压就无法通过肖特基二极管，在C2后无法检测到交流成分。
在这张图中，肖特基二极管的接法与上图相反，处于正向导通状态的肖特基二极管可以使得施加在C1点的交流信号通过肖特基二极管，并在C2的输出出呈现出来。这就是二极管导通时的状态，我们也可称它为开关的“导通”状态。
这是一个最简单的电路，通过直流偏置的状态来调节肖特基二极管的导通状态。从而实现对交流信号的控制。在实用的过程中，通常是保证一边的电平不变，而调节另一方的电平高低，从而实现控制二极管的导通与否。在射频电路中，这种设计多会在提供偏置的线路上加上防止射频成分混入逻辑/供电线路的措施以减少干扰，但总的来说这种设计还是很常见的。
3、肖特基二极管的作用及其接法-限幅
所谓限幅肖特基二极管就是将信号的幅值限制在所需要的范围之内。由于通常所需要限幅的电路多为高频脉冲电路、高频载波电路、中高频信号放大电路、高频调制电路等，故要求限幅肖特基二极管具有较陡直的U-I特性，使之具有良好的开关性能。
限幅肖特基二极管的特点：1、多用于中、高频与音频电路；2、导通速度快，恢复时间短；3、正偏置下二极管压降稳定；4、可串、并联实现各向、各值限幅；5、可在限幅的同时实现温度补偿。
肖特基二极管正向导通后，它的正向压降基本保持不变（硅管为0.7V，锗管为0.3V）。利用这一特性，在电路中作为限幅元件，可以把信号幅度限制在一定范围内。
4、肖特基二极管的作用及其接法-续流
肖特基二极管并联在线两端,当流过线圈中的电流消失时,线圈产生的感应电动势通过二极管和线圈构成的回路做功而消耗掉.从而保护了电路中的其它原件的安全.续流二极管在电路中反向并联在继电器或电感线圈的两端,当电感线圈断电时其两端的电动势并不立即消失,此时残余电动势通过一个肖特基二极管释放,起这种作用的二极管叫续流二极管。电感线圈、继电器、可控硅电路等都会用到续流二极管防止反向击穿现象。
凡是电路中的继电器线圈两端和电磁阀接口两端都要接续流二极管。接法如上面的图，肖特基二极管的负极接线圈的正极，肖特基二极管的正极接线圈的负极。不过，你要清楚，续流二极管并不是利用肖特基二极管的反方向耐压特性，而是利用肖特基二极管的单方向正向导通特性。
5、肖特基二极管的作用及其接法-检波
检波（也称解调）肖特基二极管的作用是利用其单向导电性将高频或中频无线电信号中的低频信号或音频信号取出来，广泛应用于半导体收音机、收录机、电视机及通信等设备的小信号电路中，其工作频率较高，处理信号幅度较弱。
检波肖特基二极管在电子电路中用来把调制在高频电磁波上的低频信号（如音频信号）检出来。一般高频检波电路选用锗点接触型检波二极管。它的结电容小，反向电流小，工作频率高。
6、肖特基二极管的作用及其接法-变容
变容肖特基二极管(VaractorDiodes)又称"可变电抗二极管"，是利用pN结反偏时结电容大小随外加电压而变化的特性制成的。反偏电压增大时结电容减小、反之结电容增大，变容肖特基二极管的电容量一般较小，其最大值为几十皮法到几百皮法，最大区容与最小电容之比约为5:1。它主要在高频电路中用作自动调谐、调频、调相等、例如在电视接收机的调谐回路中作可变电容。
当外加顺向偏压时，有大量电流产生，PN（正负极）结的耗尽区变窄，电容变大，产生扩散电容效应；当外加反向偏压时，则会产生过渡电容效应。但因加顺向偏压时会有漏电流的产生，所以在应用上均供给反向偏压。
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