单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计 单相桥式pwm逆变电路单极性调制
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本文目录一览：
单项桥式逆变pwm有哪些控制方法
PWM逆变电路及其控制方法
1.
计算法和调制法
同步调制和异步调制 规则采样法
2.
3.
计算法和调制法
1）计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计，准确计 算PWM波各脉冲宽度和间隔单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计，据此控制逆变电路 开关器件单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计的通断单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计，就可得到所需PWM波形。 本法较繁琐，当输出正弦波单相全桥单极性pwm逆变电路课程设计的频率、幅值或相位 变化时，结果都要变化。
计算法和调制法
2）调制法
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
在Ur的正半周， 当Ur Uc时， Uo=Ud 。 当Ur Uc时，Uo=0 。 在Ur的负半周， 当Ur Uc时， Uo=0 。 当Ur Uc时，Uo=- Ud 。 因此，在Ur的一个周期内，输 出的PWM波有+ Ud ，0三种 电平。
单极性控制方式： Ur
Ur
Ur
图7－4 单相桥式PWM逆变电路
计算法和调制法
3）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）
三相的PWM控制 公用三角波载波uc 三相的调制信号urU、 urV和urW依次相差 120°
图7-7 三相桥式PWM型逆变电路
计算法和调制法
u
O u UN'
U d 2 U d 2 Ud 2 Ud 2 Ud 2
u rU
u rV
uc
u rW
? t
下面以U相为例分析控制规律：
当urUuc时，uUN’=Ud/2。 当urUuc时，uUN’=-Ud/2。
Uun '
O
?
? t
u VN' O
?
? t
u WN'
O
? t
u UV Ud O -Ud u UN O
2Ud 3 Ud 3
? t
输出线电压PWM波由±Ud 和0三种电平构成 负载相电压PWM波由 (±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共 5种电平组成。
? t
图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形
图7-7 三相桥式PWM型逆变电路
异步调制和同步调制
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况， PWM调制方式分为异步调制和同步调制。 1） 异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式
通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也 不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期 的脉冲也不对称
当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产 生的不利影响都较小
当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不 对称的影响就变大
异步调制和同步调制 2） 同步调制
——载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时 使载波与信号波保持同步，即N等于常数。
基本同步调制方式，fr变化 时N不变，信号波一周期内 输出脉冲数固定。 三相电路中公用一个三角 波载波，且取N为3的整数 倍，使三相输出对称。 为使一相的PWM波正负半 周镜对称，N应取奇数。 fr很低时，fc也很低，由调 制带来的谐波不易滤除。 fr很高时，fc会过高，使开 关器件难以承受。
u O uUN'
Ud 2 Ud 2
u rU
uc urV
urW
t
O
t
uVN' O uWN'
t
O
t
图7-10 同步调制三相PWM波形
规则采样法
三相桥逆变电路的情况
三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120° 同一三
角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉 冲两边的间隙宽度分别为d′U、d′ V和d′ W，同一时刻三 相调制波电压之和为零，由式(7-6)得
3Tc dU ?dV ?dW ? 2 3Tc 由式(7-7)得 d ' U ?d ' V ?d ' W ? 4
利用以上两式可简化三相SPWM波的计算
(7-8) (7-9)
上位机
PWM
光 耦 隔 离
和电 保压 护电 电流 路检 测
PDPINT
整流电路
SCI
TMS320F2812
IO接口 电路
IPM
ADC
GIPO
电流检测
键盘及 显示电 路
QEP
永磁同步电动机的控制系统框图 PMSM control system of the block diagram
SPI
转速和位 置检测 PMSM
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如何实现单相桥式PWM逆变电路倍频输出
单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
2,三相的分析结果:
三相桥式PWM逆变电路除叠加3次谐波外,还可叠加其他3倍频的信号,也可叠加直流分量,都不会影响线
单极性PWM控制的单相桥式逆变电路工作原理
单相桥式脉宽调制(PWM)逆变电路：结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明工作时V1和V2通断 互补，V3和V4通断也互补。以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替 通断。负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为 负。负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud。V4关断时，负载电 流通过V1和VD3续流，uo=0负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为 负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。V4关断V3开通后，io从 V3和VD1续流，uo-0。uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周，让V2保持 通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。
单相PWM逆变电源的设计
你的意思是：通过PWM技术把直流电源电压48转成交流34V50Hz的电源，再通过工频34V/220V变压器升压到220V交流输出这程方案；还是先将48V直流变成300V直流，再经过PWM技术把300V直流电压变成220V的交流电压的方案。
我认为要满足你说的第四点要求，还是选择第一方案吧。因为变压器对高频有淤滞作用，再加上在变压器初级并上一只电容使其谐振，那么谐波分量就能大大减小。
希望你能成功。
题 目：PWM整流技术综述
1 PWM控制的基本原理
理论基础:
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.冲量指窄脉冲的面积.效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同.低频段非常接近,仅在高频段略有差异.
图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
面积等效原理:
分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示.其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示.从波形可以看出,在i(t)的上升段,i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同.脉冲越窄,各i(t)响应波形的差异也越小.如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性的.用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段的特性将非常接近,仅在高频段有所不同.
图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,看成N个相连的脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化.
SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形.
图6-3 用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值,按同一比例改变各脉冲宽度即可.
等幅PWM波和不等幅PWM波:
由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路,6.4节的PWM整流电路.输入电源是交流,得到不等幅PWM波,如4.1节讲述的斩控式交流调压电路,4.4节的矩阵式变频电路.基于面积等效原理,本质是相同的.
PWM电流波:
电流型逆变电路进行PWM控制,得到的就是PWM电流波.
PWM波形可等效的各种波形:
直流斩波电路:等效直流波形
SPWM波:等效正弦波形,还可以等效成其他所需波形,如等效所需非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相同,也基于等效面积原理.
2 PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术.逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合.本节内容构成了本章的主体
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型.
(1)计算法和调制法
1,计算法
根据正弦波频率,幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形.
缺点:繁琐,当输出正弦波的频率,幅值或相位变化时,结果都要变化
2,调制法
输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求.
调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波.
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补.
控制规律:
uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平.
uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平.
图6-4 单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式(单相桥逆变):
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断.ur正半周,V1保持通,V2保持断,当uruc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur图6-5 单极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式(单相桥逆变):
在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负.在ur一周期内,
输出PWM波只有±Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断.ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同,当ur uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io0,V1和V4通,如io0,VD1和VD4通, uo=Ud,当ur单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制.
图6-6 双极性PWM控制方式波形
双极性PWM控制方式(三相桥逆变):见图6-7.
三相PWM控制公用uc,三相的调制信号urU,urV和urW依次相差120°.
U相的控制规律:
当urUuc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN =Ud/2,当urUuVN 和uWN 的PWM波形只有±Ud/2两种电平,uUV波形可由uUN -uVN 得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=-Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0.波形见图6-8.
输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成,负载相电压PWM波由(±2/3)Ud,(±1/3)Ud和0共5种电平组成.
图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形
防直通死区时间:
同一相上下两臂的驱动信号互补,为防止上下臂直通造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间.死区时间的长短主要由器件关断时间决定.死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波.
特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWM—SHEPWM):
计算法中一种较有代表性的方法,图6-9.输出电压半周期内,器件通,断各3次(不包括0和π),共6个开关时刻可控.为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称.
首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即:
(6-1)
图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形
其次,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称.
(6-2)
四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为:
(6-3)
式中,an为
图6-9,能独立控制a1,a2和a3共3个时刻.该波形的an为
(6-4)
式中n=1,3,5,…
确定a1的值,再令两个不同的an=0,就可建三个方程,求得a1,a2和a3.
消去两种特定频率的谐波:
在三相对称电路的线电压中,相电压所含的3次谐波相互抵消,可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程:
(6-5)
给定a1,解方程可得a1,a2和a3.a1变,a1,a2和a3也相应改变.
一般,在输出电压半周期内器件通,断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一个控制基波幅值,可消去k-1个频率的特定谐波,k越大,开关时刻的计算越复杂.
除计算法和调制法外,还有跟踪控制方法,在6.3节介绍
(2)异步调制和同步调制
载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比,N= fc / fr.根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制和同步调制:
1,异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式.
通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的.在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称.当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称的不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大.因此,在采用异步调制方式时,希望采用较高的载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比.
2,同步调制
同步调制——N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步.
基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定.三相,公用一个三角波载波,且取N为3的整数倍,使三相输出对称.为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数.当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示.
fr很低时,fc也很低,由调制带来的谐波不易滤除,fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受.为了克服上述缺点,可以采用分段同步调制的方法.
3,分段同步调制
把fr范围划分成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同.在fr高的频段采用较低的N,使载波频率不致过高,在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低.
图6-11,分段同步调制一例.为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换的方法.同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现.可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者的优点结合起来,和分段同步方式效果接近.
图6-10 同步调制三相PWM波形
图6-11 分段同步调制方式举例
(3) 规则采样法
按SPWM基本原理,自然采样法中要求解复杂的超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多.
规则采样法特点:
工程实用方法,效果接近自然采样法,计算量小得多.
规则采样法原理:
图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc.自然采样法中,脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重合.规则采样法使两者重合,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化.三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线和三角波交于A,B点,在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断,脉冲宽度δ 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近.
图6-12 规则采样法
规则采样法计算公式推导:
正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0≤a1;ωr为信号波角频率.从图6-12因此可得: (6-6)
三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (6-7)
三相桥逆变电路的情况:
通常三相的三角波载波公用,三相调制波相位依次差120 ,同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU,δV和δW,脉冲两边的间隙宽度分别为δ u,δ v和δ w,同一时刻三相正弦调制波电压之和为零,由式(6-6)得
(6-8)
由式(6-7)得: (6-9)
故由式(6-8)可得: (6-10)
故由式(6-9)可得: (6-11)
利用以上两式可简化三相SPWM波的计算
(4)PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制,产生了和载波有关的谐波分量.谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一.
分析双极性SPWM波形:
同步调制可看成异步调制的特殊情况,只分析异步调制方式.
分析方法:
不同信号波周期的PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基础,再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式,分析过程相当复杂,结论却简单而直观.
1,单相的分析结果:
不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示.其中所包含的谐波角频率为
式中,n=1,3,5,…时,k=0,2,4,…;n=2,4,6,…时,k=1,3,5,….
可以看出,PWM波中不含低次谐波,只含有角频率为ωc,及其附近的谐波,以及2ωc,3ωc等及其附近的谐波.在上述谐波中,幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量.
图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
2,三相的分析结果:
三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示.在输出线电压中,所包含的谐波角频率为
式中,n=1,3,5,…时,k=3(2m-1)±1,m=1,2,…;
6m +1,m =0,1,…;
n =2,4,6,…时,k = 6m -1,m =1,2,….
和单相比较,共同点是都不含低次谐波,一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了,谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr.
图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
SPWM波中谐波主要是角频率为ωc,2ωc及其附近的谐波,很容易滤除.当调制信号波不是正弦波时,谐波由两部分组成:一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果,另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波.后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致.
(5) 提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比.
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力;减少器件的开关次数可以降低开关损耗;正弦波调制的三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压的基波幅值为Ud/2,输出线电压的基波幅值为,即直流电压利用率仅为0.866.这个值是比较低的,其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件的开通和关断都需要时间,如不采取其他措施,调制度不可能达到1.采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低.
1,梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率.当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大.
梯形波调制方法的原理及波形,见图6-15.梯形波的形状用三角化率s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高.s =0时梯形波变为矩形波,s =1时梯形波变为三角波.梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波,低次谐波(不包括由载波引起的谐波)产生的波形畸变率为δ.
图6-16,δ 和U1m /Ud随s 变化的情况.
图6-17,s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比.
s = 0.4时,谐波含量也较少,δ 约为3.6%,直流电压利用率为1.03,综合效果较好.
图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点:输出波形中含5次,7次等低次谐波.
实际使用时,可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号,使输出电压不含低次谐波;当正弦波调制不能满足输出电压的要求时,改用梯形波调制,以提高直流电压利用率.
图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 图6-17 s 变化时的各次谐波含量
2,线电压控制方式(叠加3次谐波)
对两个线电压进行控制,适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能.
目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率,并尽量减少器件开关次数.
直接控制手段仍是对相电压进行控制,但控制目标却是线电压.
相对线电压控制方式,控制目标为相电压时称为相电压控制方式.
在相电压调制信号中叠加3次谐波,使之成为鞍形波,输出相电压中也含3次谐波,且三相的三次谐波相位相同.合成线电压时,3次谐波相互抵消,线电压为正弦波.如图6-18所示.鞍形波的基波分量幅值大.
除叠加3次谐波外,还可叠加其他3倍频的信号,也可叠加直流分量,都不会影响线电压.
图6-18 叠加3次谐波的调制信号
3,线电压控制方式(叠加3倍次谐波和直流分量):
叠加up,既包含3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化.设三角波载波幅值为1,三相调制信号的正弦分别为urU1,urV1和urW1,并令:
(6-12)
则三相的调制信号分别为
(6-13)
图6-19 线电压控制方式举例
不论urU1,urV1和urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等.在这1/3周期中,不对调制信号值为-1的相进行控制,只对其他两相进行控制,因此,这种控制方式也称为两相控制方式.
优点:
(1)在1/3周期内器件不动作,开关损耗减少1/3
(2)最大输出线电压基波幅值为Ud,直流电压利用率提高
(3)输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式
(6) PWM逆变电路的多重化
和一般逆变电路一样,大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术.采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波,因此,在构成PWM多重化逆变电路时,一般不再以减少低次谐波为目的,而是为了提高等效开关频率,减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量.
PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式,利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示.电路的输出从电抗器中心抽头处引出,图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°,所得到的输出电压波形如图6-21所示.图中,输出端相对于直流电源中点的电压,已变为单极性PWM波了.输出线电压共有0,±(1/2)Ud,±Ud五个电平,比非多重化时谐波有所减少.
一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率,因而需要的电抗器较大.而在多重PWM型逆变电路中,电抗器上所加电压的频率为载波频率,比输出频率高得多,因此只要很小的电抗器就可以了.
二重化后,输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为,但其中当n奇数时的谐波已全部被除去,谐波的最低频率在附近,相当于电路的等效载波频率提高了一倍.
图6-20 二重PWM型逆变电路
图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形
电抗器上所加电压频率为载波频率,比输出频率高得多,很小.输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时的谐波已全被除去,谐波最低频率在2wc附近,相当于电路的等效载波频率提高一倍.
3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法.
把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化,常用的有滞环比较方式和三角波比较方式.
(1)滞环比较方式
1,电流跟踪控制
基本原理:
把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入,比较器输出控制器件V1和V2的通断.V1(或VD1)通时,i增大,V2(或VD2)通时,i减小.通过环宽为2DI的滞环比较器的控制,i就在i*+DI和i*-DI的范围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i*.
滞环环宽对跟踪性能的影响:环宽过宽时,开关频率低,跟踪误差大;环宽过窄时,跟踪误差小,但开关频率过高.
电抗器L的作用:L大时,i的变化率小,跟踪慢.L小时,i的变化率大,开关频率过高.
图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流
三相的情况:
图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路
图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形
采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点
(1)硬件电路简单
(2)实时控制,电流响应快
(3)不用载波,输出电压波形中不含特定频率的谐波
(4)和计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多
(5)闭环控制,是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点
2,电压跟踪控制
采用滞环比较方式实现电压跟踪控制.如图6-26所示.把指令电压u*和输出电压u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关通断,从而实现电压跟踪控制.和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈从电流变为电压.输出电压PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除.
图6-26 电压跟踪控制电路举例
u*=0时,输出u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路.
u*为直流时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波.
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和u* 相同,从而实现电压跟踪控制.
(2)三角波比较方式
基本原理:
不是把指令信号和三角波直接进行比较,而是闭环控制.把指令电流i*U,i*V和i*W和实际输出电流iU,iV,iW进行比较,求出偏差,放大器A放大后,再和三角波进行比较,产生PWM波形.
放大器A通常具有比例积分特性或比例特性,其系数直接影响电流跟踪特性.
图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
特点:
开关频率固定,等于载波频率,高频滤波器设计方便;为改善输出电压波形,三角波载波常用三相;和滞环比较控制方式相比,这种控制方式输出电流谐波少.
定时比较方式:
不用滞环比较器,而是设置一个固定的时钟.以固定采样周期对指令信号和被控量采样,按偏差的极性来控制开关器件通断.在时钟信号到来时刻,如i i*,令V1断,V2通,使i减小.每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小.
采用定时比较方式时,器件最高开关频率为时钟频率的1/2,和滞环比较方式相比,电
流误差没有一定的环宽,控制的精度低一些.
4 PWM整流电路及其控制方法
实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流.
晶闸管相控整流电路:输入电流滞后于电压,且谐波分量大,因此功率因数很低.
二极管整流电路:虽位移因数接近1,但输入电流谐波很大,所以功率因数也很低.
把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路.
可使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器,或高功率因数整流器.
(1)PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多
1,单相PWM整流电路
图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路.半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点和交流电源连接.全桥电路直流侧电容只要一个就可以.交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感,是电路正常工作所必须的.
图6-28 单相PWM整流电路
a) 单相半桥电路 b) 单相全桥电路
单相全桥PWM整流电路的工作原理:
正弦信号波和三角波相比较的方法对V1～V4进行SPWM控制,就可在交流输入端AB产生SPWM波uAB.uAB中含有和信号波同频率且幅值成比例的基波,和载波有关的高频谐波,不含低次谐波.由于Ls的滤波作用,谐波电压只使is产生很小的脉动.当信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波.us一定时,is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定.改变uABf的幅值和相位,可使is和us同相或反相,is比us超前90°,或is与us相位差为所需角度.
相量图(图6-29)
a:滞后相角δ,Is和Us同相,整流状态,功率因数为1,PWM整流电路最基本的工作状态
b:超前相角δ,Is和Us反相,逆变状态,说明PWM整流电路可实现能量正反两方向流动,这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要.
c:滞后相角δ,Is超前Us90°,电路向交流电源送出无功功率,这时称为静止无功功率发送器(Static Var Generator—SVG)
d:通过对幅值和相位的控制,可以使Is比Us超前或滞后任一角度φ.
图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d) 超前角为φ
对单相全桥PWM整流电路工作原理的进一步说明
整流状态下,us 0时,(V2,VD4,VD1,Ls)和(V3,VD1,VD4,Ls)分别组成两个升压斩波电路,以(V2,VD4,VD1,Ls)为例.V2通时,us通过V2,VD4向Ls储能.V2关断时,Ls中的储能通过VD1,VD4向C充电.us 0时,(V1,VD3,VD2,Ls)和(V4,VD2,VD3,Ls)分别组成两个升压斩波电路.由于是按升压斩波电路工作,如控制不当,直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍,对器件形成威胁.
另一方面,如直流侧电压过低,例如低于us的峰值,则uAB中就得不到图6-29a中所需的足够高的基波电压幅值,或uAB中含有较大的低次谐波,这样就不能按需要控制is,is波形会畸变.
可见,电压型PWM整流电路是升压型整流电路,其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节,如要向低调节就会使性能恶化,以至不能工作.
2,三相PWM整流电路
图6-30,三相桥式PWM整流电路
最基本的PWM整流电路之一,应用最广.工作原理和前述的单相全桥电路相似,只是从单相扩展到三相进行SPWM控制,在交流输入端A,B和C可得SPWM电压,按图6-29a的相量图控制,可使ia,ib,ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1.和单相相同,该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态.
(2)PWM整流电路的控制方法
有多种控制方法,根据有没有引入电流反馈可分为两种:没有引入交流电流反馈的——间接电流控制;引入交流电流反馈的——直接电流控制.
1,间接电流控制
间接电流控制也称为相位和幅值控制.按图6-29a(逆变时为图6-29b)的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为1的控制效果.
图6-31,间接电流控制的系统结构图.
图中的PWM整流电路为图6-30的三相桥式电路.控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环.
控制原理:
和实际直流电压ud比较后送入PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号id,id的大小和交流输入电流幅值成正比.稳态时,ud= ,PI调节器输入为零,PI调节器的输出id和负载电流大小对应,也和交流输入电流幅值对应.负载电流增大时,C放电而使ud下降,PI的输入端正偏差,使其输出id增大,进而使交流输入电流增大,也使ud回升.达到新的稳态时,ud和 相等,id为新的较大的值,与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应.负载电流减小时,调节过程和上述过程相反.
从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向C充电,ud抬高,PI调节器负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行.稳态时,ud和 仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,并与逆变电流的大小对应.
控制系统中其余部分的工作原理
上面的乘法器是id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻R,得到各相电流在Rs上的压降uRa,uRb和uRc
下面的乘法器是id分别乘以比a,b,c三相相电压相位超前π/2的余弦信号,再乘以电感L的感抗,得到各相电流在电感Ls上的压降uLa,uLb和uLc.各相电源相电压ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA,uB和uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果.
存在的问题:
在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs,当Ls和Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果;基于系统的静态模型设计,动态特性较差;应用较少.
2,直接电流控制
通过运算求出交流输入电流指令值,再引入交流电流反馈,通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值,因此称为直接电流控制.
有不同的电流跟踪控制方法,图6-32,一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图.
控制系统组成
双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环
外环的结构,工作原理和图6-31间接电流控制系统相同.外环PI的输出为id,id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号 , 和 , 和
分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比,指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值.
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